圖3.F1-2 PACK SiC MOSFET半橋模塊.1200 V，10 mΩ

    在研究DC-DC轉換級時，主要采用了三種隔離拓撲結構：全橋LLC諧振轉換器（LLC轉換器）、全橋移相雙有源橋（DAB）零電壓過渡（ZVT）轉換器（DAB-ZVT轉換器）和全橋移相零電壓過渡轉換器（ZVT轉換器）（圖4、5和6）。

    LLC轉換器在初級端實現了零電壓開關（ZVS），同時在諧振頻率及以下——在次級端實現了零電流開關（ZCS）從而在諧振頻率附近產生了非常高的峰值效率。作為一個純粹的頻率調制（FM）系統(tǒng)，當系統(tǒng)工作點偏離諧振頻率時，這可能是需要寬輸出電壓操作時的情況，LLC的能效就會下降。然而，先進的混合調制方案使今天的脈沖調制（PWM）與調頻相結合，限制了最大頻率失控和高損耗。不過，這些混合實現方式還是給已經有時很麻煩的LLC控制算法增加了復雜性。此外，并聯(lián)的LLCs轉換器的電流共享和同步也不是件容易的事。一般來說，當有可能在相對較小的電壓范圍內工作時，和/或當具備實施結合調頻和PWM的先進控制策略的開發(fā)技能時，LLC是一種難以超越的設計。它不僅可以提供最高的能效，而且從各個角度看都是一個非常全面的解決方案。LLC可以作為CLLC以雙向形式實現，這是另一種復雜的拓撲結構。

圖6.全橋移相ZVT轉換器

    所討論的拓撲結構存在多種變體，帶來額外的優(yōu)勢和折衷。圖16顯示了用于快速電動車充電的全橋LLC轉換器的一個常見替代方案。在移相中，開關在輸入電壓的一半以下，并使用600 V和650 V的斷電電壓器件。650 V SiC MOSFET、650 V SuperFET 3快速恢復（FR）MOSFET和650 V FS4 IGBT將有助于解決不同的系統(tǒng)要求。同樣，用于初極端的二極管和整流器需要650 V的阻斷電壓等級。這些3級架構允許單極開關，這有助于減少峰值電流和電流紋波，這將導致用更小的變壓器。這種拓撲結構的主要缺點之一是，與具有較少電源開關的2級版本相比，控制算法需要額外的復雜程度。雙有源橋以及雙有源橋可以很容易地在初級端和次級端并聯(lián)或堆疊，以最配合快速電動汽車充電器的電流和電壓需求。

圖7.3-級全橋LLC轉換器-這種變體在初級端堆疊（只有一半的輸入電壓應用于每個變壓器），在次級端并聯(lián)

    關于次級端整流，如圖8所示，可以有多種解決方案，而且都可以使用不同的拓撲結構。對于400 V和800 V的電池水平和全橋整流，650 V和1200 V的SiC肖特基二極管通常是獨特的性價比解決方案。由于其零反向恢復特性，與硅基替代品相比，這些器件大大增強了整流性能和能效，大大降低了損耗和整流級的復雜性。硅基二極管，如Hyperfast、UltraFast和Stealth，可以作為成本非常有限的項目的替代品，但要犧牲性能和增加復雜性。采用中心抽頭整流的解決方案（圖6）對于高電壓輸出整流級來說并不方便。與全橋整流不同的是，在全橋整流中，二極管的標準反向電壓等于輸出電壓，而在中心抽頭配置中，二極管要承受這個數值的兩倍。常規(guī)的全橋移相轉換器（電感在次級端），正如所解釋的那樣，在兩種整流方法（全橋或中心抽頭整流）中都需要更高的擊穿電壓二極管。為了克服常規(guī)全橋移相轉換器對1200 V或1700 V額定二極管的需求，幾個輸出將被串聯(lián)起來。