交錯(cuò)并聯(lián)的低壓大電流DC-DC變換器設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)
發(fā)布日期:2023-03-04
點(diǎn)擊次數(shù):1238
1引言
近年來，隨著計(jì)算機(jī)微處理器的輸入電壓要求越來越低，低壓大電流DC-DC變換器的研究得到了許多研究者的重視，各種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)層出不窮，同步整流技術(shù)、多重多相技術(shù)、磁集成技術(shù)等也都應(yīng)用于這個(gè)領(lǐng)域。筆者提出了一種交錯(cuò)并聯(lián)的低壓大電流DC-DC變換器，它的一次側(cè)采用對稱半橋結(jié)構(gòu)，而二次側(cè)采用倍流整流結(jié)構(gòu)。采用這種結(jié)構(gòu)可以極大地減小濾波電容上的電流紋波，從而極大地減小了濾波電感的大小與整個(gè)DC-DC變換器的尺寸。這種變換器運(yùn)行于48V的輸入電壓和100kHz的開關(guān)頻率的環(huán)境。
2倍流整流的低壓大電流DC-DC變換器的結(jié)構(gòu)分析
倍流整流低壓大電流DC-DC變換器的電路原理圖如圖1所示，一次側(cè)采用對稱半橋結(jié)構(gòu)，二次側(cè)采用倍流整流結(jié)構(gòu)，在S1導(dǎo)通時(shí)SR1必須截止，L1充電；在S2導(dǎo)通時(shí)SR2必須截止，L2充電，這樣濾波電感電流就會(huì)在濾波電容上移項(xiàng)疊加。圖2給出了開關(guān)控制策略。
圖1倍流整流的低壓大電流DC-DC變換器的電路原理圖
圖2開關(guān)的控制策略
通過以上分析可以看出，倍流整流結(jié)構(gòu)的二次側(cè)2個(gè)濾波電感電流在濾波電容上相互疊加，從而使得輸出電流紋波變得相當(dāng)小。
結(jié)構(gòu)中的同步整流器均按外加信號(hào)驅(qū)動(dòng)處理，使控制變得很復(fù)雜，但在這種半橋-倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中使用簡單的自驅(qū)動(dòng)方式很困難，因?yàn)?，在這種結(jié)構(gòu)中，如果直接從電路中取合適的點(diǎn)作為同步整流器的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)當(dāng)這個(gè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)為零時(shí)，同步整流器就會(huì)截止。為了在半橋-倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中使用自驅(qū)動(dòng)方式，就必須使用到輔助繞組。
以單個(gè)半橋-倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為例，見圖3，VSEC為變壓器的二次側(cè)電壓，Vgs為由輔助繞組獲得的同步整流器的驅(qū)動(dòng)電壓，可以看出即使在死區(qū)的時(shí)間內(nèi)，同步整流器的驅(qū)動(dòng)電壓也不可能為零，保證了自驅(qū)動(dòng)方式在這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的應(yīng)用。
圖3自驅(qū)動(dòng)同步整流器電路及波形圖
另外，由于在大電流的情況下MOSFET導(dǎo)通壓降將增大，從而產(chǎn)生較大的導(dǎo)通損耗，為此應(yīng)采用多個(gè)MOSFET并聯(lián)方法來減小損耗。
3交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC-DC變換器
3.1電路原理圖
綜上所述，倍流整流低壓大電流DC-DC變換器具有很好的性能，在此基礎(chǔ)上引入交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，構(gòu)成一種新的結(jié)構(gòu)，稱為并聯(lián)低壓大電流DC-DC變換器，可以進(jìn)一步減小輸出電流紋波。
圖4為交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC-DC變換器的電路原理圖（以最簡單的2個(gè)倍流整流交錯(cuò)并聯(lián)為例）。
圖4交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC-DC變換器的電路原理圖
3.2變換器的開關(guān)控制策略
交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC-DC變換器的開關(guān)控制策略見圖5。
圖5交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC-DC變換器的開關(guān)控制策略
3.3交錯(cuò)并聯(lián)低壓大電流DC-DC變換器性能
首先這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)最大的優(yōu)點(diǎn)是變壓器原邊的結(jié)構(gòu)簡化，控制變得很簡單。其次，這種方法的實(shí)現(xiàn)必須采用同步整流電路，因?yàn)榻诲e(cuò)并聯(lián)電路的實(shí)現(xiàn)要求變壓器副邊上下電位輪流為正，在一個(gè)時(shí)間段內(nèi)有且只有一個(gè)為正電位，其余都為零電位。但在這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，由于2個(gè)變壓器的原邊串聯(lián)在一起，而副邊是并聯(lián)的，這樣如果用肖特基二極管作整流器，那么輸入電壓將在2個(gè)變壓器原邊上分壓，而肖特基二極管又沒有選通的功能，這樣變壓器二次側(cè)的波形將是完全對稱的，上下2個(gè)整流電路的電流完全重合，達(dá)不到電流交錯(cuò)并聯(lián)的目的。
這樣，應(yīng)用同步整流器來完成這個(gè)功能，同時(shí)利用MOSFET的雙向?qū)щ娞匦?，因?yàn)橥秸鞴艿穆┰措娏魇欠植荚谧鴺?biāo)橫軸兩側(cè)的。這種結(jié)構(gòu)的過程詳細(xì)分析如下：
1）S1導(dǎo)通，S2截止；S3截止，S4，S5，S6均導(dǎo)通。由于S4，S5，S6的導(dǎo)通，第一變壓器副邊繞組下端為零電位，第二變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L1上電流上升，L2，L3，L4上電流下降。
2）S2導(dǎo)通，S1截止；S4截止，S3，S5，S6均導(dǎo)通。由于S3，S5，S6的導(dǎo)通，第一變壓器副邊繞組上端為零電位，第二變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L2上電流上升，L1，L3，L4上電流下降。
3）S1導(dǎo)通，S2截止；S5截止，S3，S4，S6均導(dǎo)通。由于S3，S4，S6的導(dǎo)通，第二變壓器副邊繞組下端為零電位，第一變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L3上電流上升，L1，L2，L4上電流下降。
4）S2導(dǎo)通，S1截止；S6截止，S3，S4，S5均導(dǎo)通。由于S3，S4，S5的導(dǎo)通，第二變壓器副邊繞組上端為零電位，第一變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L4上電流上升，L1，L2，L3上電流下降。
以上各式均忽略整流器的電壓降，且VSEC為變壓器二次側(cè)的電壓值。
根據(jù)以上分析可知，應(yīng)用同步整流器，通過變壓器原邊串聯(lián)而副邊并聯(lián)的方法，可以實(shí)現(xiàn)這種交錯(cuò)并聯(lián)半橋-倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。它的優(yōu)點(diǎn)主要有以下幾個(gè)方面：
1）有效地簡化了拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制策略。
2）在頻率保持不變的情況下，如果紋波的峰-峰值一定，則這種結(jié)構(gòu)可以有效減小濾波電感的值，從而加快整個(gè)變換器的動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間。
3）交錯(cuò)并聯(lián)的半橋-倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與非交錯(cuò)并聯(lián)的半橋-倍流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，一次側(cè)和二次側(cè)的導(dǎo)通損耗相差不多，但由于采用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)，二次側(cè)的開關(guān)頻率是原來的一半，相應(yīng)的開關(guān)損耗也是原來的一半。由于變換器的開關(guān)損耗在整個(gè)損耗統(tǒng)計(jì)中占很大的比例，因此，交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)可以極大地提高變換器的效率。
4仿真分析
應(yīng)用Pspice軟件對電路進(jìn)行仿真。電路的參數(shù)如下：開關(guān)頻率為100kHz，占空比為40%，輸入電壓為48V，濾波電感為2μH，濾波電容為820μF，輸出電流為60A，輸出電壓為1125V。
圖6所示為濾波電感的電流波形，從圖6可以看出，4個(gè)濾波電感的電流輪流充電，如果一個(gè)濾波電感在充電，其余3個(gè)電感必須在放電，在死區(qū)時(shí)間內(nèi)，4個(gè)濾波電感都在放電。
圖7和圖8所示分別為交錯(cuò)并聯(lián)變換器與單個(gè)倍流整流變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形，從圖7中可以看出，4個(gè)濾波電感的電流在濾波電容上疊加，可以把電流的紋波減小很多。
圖6濾波電感電流波形
圖7交錯(cuò)并聯(lián)變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形
圖8單個(gè)倍流整流變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形
5實(shí)驗(yàn)結(jié)果
通過理論研究及仿真分析，可以看出，交錯(cuò)并聯(lián)的低壓大電流DC-DC變換器具有良好的性能，在輸出為1125V/60A的情況下，輸出電流紋波可以降到很小。為了進(jìn)一步說明這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的可行性，用實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)電路見圖4，實(shí)驗(yàn)參數(shù)和仿真相同，最后得到如圖9所示的實(shí)驗(yàn)波形。圖9中，Vgs為一次側(cè)一個(gè)MOSFET的門極驅(qū)動(dòng)電壓波形，Vds則為相應(yīng)的MOSFET的柵源電壓波形，從圖9可以看出，實(shí)驗(yàn)結(jié)果所得波形同圖5的理論分析結(jié)果十分吻合，所提出的方法是可行的。其中，變壓器選用R2KB軟磁鐵氧體材料制作的GU22磁心，原副邊的匝數(shù)分別為8匝和1匝；電感選用寬恒導(dǎo)磁材料IJ50h制作的環(huán)形鐵心T5-10-215，匝數(shù)為8匝。
圖9實(shí)驗(yàn)波形
6結(jié)語
通過仿真及實(shí)驗(yàn)分析，得出以下結(jié)論：對于低壓大電流DC-DC變換器，可以通過交錯(cuò)并聯(lián)的方法，進(jìn)一步減小輸出電流紋波，效果十分明顯；或者在同樣輸出電流紋波情況下，可以極大地減小濾波電感值，從而減小整個(gè)變換器的尺寸，提高變換器的瞬態(tài)響應(yīng)特性。所討論的2個(gè)倍流整流結(jié)構(gòu)交錯(cuò)并聯(lián)案例同樣適應(yīng)于多個(gè)倍流整流結(jié)構(gòu)交錯(cuò)并聯(lián)的情況。
|
免責(zé)聲明： 本文章轉(zhuǎn)自其它平臺(tái)，并不代表本站觀點(diǎn)及立場。若有侵權(quán)或異議，請聯(lián)系我們刪除。謝謝！ |
發(fā)送郵件
商務(wù)QQ客服
13823761625
